升压型DC-DC变换器电流环路补偿设计

文章摘要： 采样电压VSEN经过简洁实用的V／I转换电路后，可将其转换成所需要的采样电流信号ISEN，然后与斜坡电流信号ISLOPE在R∑进行叠加，就可得到所需的电压V∑。3 改进型电路设计3．1 斜坡产生电路 图3所示是一种改进型斜坡产生电路，图中，MP5、MP6为匹配的差分对管：Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2)，为负载管，它们的发射极面积相等，为Q3的两倍。负载管Q1、Q2采用三极管，可在高匹配性的同时大大减小噪声影响。在Q2的集电极与基极之间加一个射极输出的晶体管Q4，可以减小Q2和Q3基极电流对ID(MP6)的分流；而在Q2和Q3的基极与地之间加电阻R4，则可用

升压型DC-DC变换器电流环路补偿设计,标签：电源电路,电路设计,http://www.88dzw.com
    
    采样电压VSEN经过简洁实用的V／I转换电路后，可将其转换成所需要的采样电流信号ISEN，然后与斜坡电流信号ISLOPE在R∑进行叠加，就可得到所需的电压V∑。

3 改进型电路设计
3．1 斜坡产生电路
    图3所示是一种改进型斜坡产生电路，图中，MP5、MP6为匹配的差分对管：Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2)，为负载管，它们的发射极面积相等，为Q3的两倍。负载管Q1、Q2采用三极管，可在高匹配性的同时大大减小噪声影响。在Q2的集电极与基极之间加一个射极输出的晶体管Q4，可以减小Q2和Q3基极电流对ID(MP6)的分流；而在Q2和Q3的基极与地之间加电阻R4，则可用来提高Q4的β。Vc为片内振荡器充放电电容上的锯齿波电压，Vc的变化范围为V1-V2。其中V2和V1分别为振荡器充放电的高、低设定电压值。

    此电路主要任务是将电容上的锯齿波电压转换成所需要的斜坡电流。
3．2电流采样电路
    图4所示为本系统中的电流采样电路。该电流采样电路由三部分组成：采样电路、缓冲级电路和电压／电流(V／I)转换电路。其中采样电路采样得到反映电感电流的电压VSEN后，可经过优化处理的缓冲级电路进行电平平移，从而得到VSEN’，以避免采样电压受到后级电路的影响，即：
   

    最后，VSEN’经过V／I转换电路，就可以转换成所需要的电流信号ISEN，以便和ISLOPE进行叠加。

www.88dzw.com
    因为图4中的Q1和Q2匹配，偏置相同，所以Q1和Q2的发射极电压近似相等，即：V2≈V3，因而可为v∑提供一个合适的直流电平。

4 仿真结果
    采用0．6μm BCD工艺时，可对设计的电路进行仿真验证。仿真条件为供电电压VIN=5 V，输出电压VOUT=13 V，负载电流为500 mA。由仿真条件可知，占空比D>50％，但必须引入斜坡补偿以保证电流环路的稳定。
    图5所示是整体电路在典型情况下(D>50％)，加入斜坡补偿的仿真波形。其中，图5(a)是电感实际的电流波形。其电感电流峰值为Iinductor_PEAK=1．796 A；图5(b)是采样得到的电感电流波形，其采样电感电流峰值为Isensc_PEAK=10．505μA。

    由于设计中的典型值R2=R3=10 kΩ，RDS(MM)=150 mΩ，RDS(MS)=15 Ω，n=100，故其电流采样系数α为：7．5x10-6，采样精度为77．9％。
    图5(c)是斜坡补偿电路产生的斜坡电流波形，实测的补偿斜坡的斜率为5．487 A／s，时钟CLK为1．2 MHz，占空比为85．7％，T1=685．563 ns。由于本设计中的典型值为：V1=0．4 V，V2=1 V，R=65 kΩ。
    故可得其补偿斜坡的斜率为：m=6．732 A／s。
    因此可知，本设计的补偿斜坡已经达到较高精度(81．5％)，可以满足设计要求；
    图5(d)是电感电流采样值与补偿斜坡的合成波形。可以看出，其斜坡补偿的加入有效的抑制了亚谐波振荡。

5 结束语
    本文针对峰值电流模式DC-DC转换器固有的不稳定性，设计了斜坡补偿电路。采用固定斜率补偿技术，虽然在小占空比条件下会减弱电流模式PWM控制的优点，但其电路结构简单，容易调节，可降低设计难度，同时针对一般的便携式设备，完全可以满足应用要求；而电流采样电路使用SENSE FET，同时结合缓冲级和V／I转换电路，可在采样精度得到提高的同时减小损耗。因此，本设计中的两个V／I转换电路可以较好地移植到其它DC-DC变换器电路中。

上一页  [1] [2] [3]  下一页