基于FPGA的1553B通信模块的设计

文章摘要：开关频率f(t)在给定输入电压的工频周期内随时间变化，功率越小，开关频率越大，理论上在轻载情况下，开关频率可以达到几兆赫兹，但频率越高，开关损耗就越大，因此有些临界导电模式的控制器件有最大开关频率的限制问题。MC33262的最大频率约400 kHz。4．2．2 电感的设计电感的设计必须保证电路在整个的工作区间内都工作在BCM。因此，可推导出主电感表达式为：理论上如果给出最小的开关频率，则主电感的最大值在输出功率最小，输入电压最大时产生。给定的PFC电路最小开关频率偏小可减少开关损耗，偏大可减小电感的体积，大多设计是将25 kHz作为首选频率。这里的电压设计指标范围为90～270 V，在输入电压

基于FPGA的1553B通信模块的设计,标签：电源电路,电路设计,http://www.88dzw.com

　　开关频率f(t)在给定输入电压的工频周期内随时间变化，功率越小，开关频率越大，理论上在轻载情况下，开关频率可以达到几兆赫兹，但频率越高，开关损耗就越大，因此有些临界导电模式的控制器件有最大开关频率的限制问题。MC33262的最大频率约400 kHz。

　　4．2．2 电感的设计

　　电感的设计必须保证电路在整个的工作区间内都工作在BCM。因此，可推导出主电感表达式为：

　　理论上如果给出最小的开关频率，则主电感的最大值在输出功率最小，输入电压最大时产生。给定的PFC电路最小开关频率偏小可减少开关损耗，偏大可减小电感的体积，大多设计是将25 kHz作为首选频率。这里的电压设计指标范围为90～270 V，在输入电压Uin为270 V时产生fmin代入式(2)可得：L=398μH。该设计L取420μH。

　　4．2．3 输出二极管的选择

　　BCM解决了二极管VD的反向恢复问题，为了减小开关管的损耗，可采用快速恢复二极管，由于开关电源工作频率都在20 kHz以上，快速恢复二极管和超快速恢复二极管的反向恢复时间减小到了毫微秒级，这就减小功率器件本身的损耗，大大提高了电源效率。该设计选择IDmax=7．9 A。同样，考虑到一定的裕量．二极管的电压应力应至少大于输出过压保护点440 v。因此该二极管型号为FR10J，其技术参数为10 A，600 V。

　　4．2．4 滤波电容的设计

　　在PFC电路中。通常在整流桥的输出端接一只小电容，用于滤除由高频开关电感电流的纹波引起的噪声。如果该电容取值太小，可能无法较好滤去输入的高频噪音，但其取值也不能太大，否则会引起较大的输入电压偏移。滤波电容的最大纹波电压用△UCin(max)表示，一般情况下，可取该值小于最低输入电压峰值的5％，则输入滤波电容的下限值为：

 　　这里的最低输入电压值为90 V，将设计指标代入式(3)可得输入电容的最小值Cin=2．59μF。由于整流桥的输出电压经电阻分压后用于电流跟随的基准，所以过大的输入电容会使基准电压波形发生畸变，从而使输入电流的波形同样发生畸变，导致功率因数下降和谐波增加，因此本设计的电容值为5．6μF，且该电容的耐压应大于输入电压的最大峰值，还需考虑一定的裕量。因此，该电路设计Cin选取5．6μF，630 V的耐压值。

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　　4．3 控制电路元器件选型

　　4．3．1 乘法器参数计算

　　乘法器的输入信号有两个：交流输入电压经全波整流后，通过R2和R4由MC33262的3引脚检测，乘法器的输出端得到半个正弦波的信号作为输入电流的参考基准，3引脚的输入电压的最大值箝位在3．2 V。为降低功率损耗，流过R2的电流应为数百或更小。设R4=15 kΩ，则R2=1．8 kΩ，实际选择R2=2 kΩ。由于电路工作在高频开关状态，会引起高频噪音，为减小高频噪音对控制电路的干扰，还需在R4的两端并联一小容量高频滤波电容C2，其容量为几nF。

　　4．3．2 变压器副边绕组和限流电阻的设计

　　变压器T是APFC预调整器的升压电感器．通过计算升压电感Lp的线圈匝数Np=60．9(匝)，实际取整数值Np为6l匝，副边绕组取Ns=6，流过零检测电阻R6的值可根据其损耗决定，应满足

 　　将Uo=400 V，n=10代人式(4)得：R6≥8．4 kΩ，因此R6可选22 kΩ．0．25 W。

　　4．3．3 误差放大器外围器件

　　R5和R7实现输出分压采样功能，其连接点与MC33262的1引脚相连，该引脚为控制器内部误差放大器的反相端，其同相端接2．5 V的参考电压基准。误差放大器的输入偏置电流最大值为-0．5μA，通过R5的电流应远大于误差放大器的输入偏置电流。也可根据经验选择R5和R7的数值。一般来说．流过R5的电流为电路负载电流的干分之一或更小一些，因此结合电路设计指标取R5=1．6 MΩ，R7=10 kΩ。

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