用于CPU内核的分布式电压调节模块

文章摘要：用于CPU内核的分布式电压调节模块 到2007年，PC将要求DC－DC转换器能在0.95V提供高达200A的电流。飞兆半导体公司已开发出以多个模块组成的分布式电压调节模块（VRM），每个模块都能提供高达每相40A的电流，而效率超过80％。这样，可以利用5相设计（five－phase design）提供200A的电流。在这个模块中采用的方案是把多相DC－DC转换器划分为如下几个部分：1、PWM控制器及其相关元件 2、功率MOSFET、MOSFET驱动器、输出电感和相关元件 3、由陶瓷和电解电容组成的输入及输出电容箱 本文只讨论上面的第2点，即功率系统。控制器的输出/输入电容的选择是十分标准的，可

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用于CPU内核的分布式电压调节模块

到2007年，PC将要求DC－DC转换器能在0.95V提供高达200A的电流。飞兆半导体公司已开发出以多个模块组成的分布式电压调节模块（VRM），每个模块都能提供高达每相40A的电流，而效率超过80％。这样，可以利用5相设计（five－phase design）提供200A的电流。在这个模块中采用的方案是把多相DC－DC转换器划分为如下几个部分：

1、PWM控制器及其相关元件

2、功率MOSFET、MOSFET驱动器、输出电感和相关元件

3、由陶瓷和电解电容组成的输入及输出电容箱

本文只讨论上面的第2点，即功率系统。控制器的输出/输入电容的选择是十分标准的，可参见技术文献。对于每一相位，上述第2点中由元件构成的所有功率组件会放置在1.15"×0.85"的小型插件板上，提供40A的电流并从控制器接收PWM TTL信号。这一模块在主板上的占位面积大约为0.85"×0.25"，可以放置在板上任何靠近CPU的地方，以减小传输阻抗和损耗，为母板设计人员提供灵活性，优化功率及PCB空间利用率。每一个模组板都可以安装自己的散热器。

设计方法

通过对同步降压转换器的损耗机制进行分析，可以计算个别因素对于模块效率的影响，并允许在元件挑选及PCB布局技术中做出不同的选择。损耗机制可以分组如下：

导通损耗＝Iload^2×RDS（on）×占空比（Duty Cycle）。由于两者都是在最大电流情况下，Iload由应用决定，占空比则由输入和输出电压规格决定，我们要做的是使导通电阻RDS（on）降到最低以减少可能的损耗。在输入电压为12V和产生的输出电压为1V的同步降压转换器中，同步整流器的占空比大约为91.7％，因此选择具有最低RDS（on）的MOSFET。查看MOSFET的产品规格说明书就可以很清楚地知道，没有单个器件具有足够低的RDS（on）来得到容许范围内的损耗，故需选择两个来完成任务。高端MOSFET的导通损耗要低得多，占空比为8.3％，这意味着可以容忍较高的RDS（on）。但必须在导通电阻和米勒电荷（miller charge）Qgd以及后栅极阈值栅源电荷Qgsp之间取得平衡，使总体损耗降至最小。

动态损耗＝0.5×（上升时间＋下降时间）×输入电压×Iload×开关频率。这种形式的损耗是高端MOSFET中的主要损耗。仔细分析上面的公式，可以把每个参数的影响划分如下：

上升和下降时间由MOSFET的Qgd和Qgsp决定。高端MOSFET必须具有最低的Qgd合Qgsp，以及合适的导通电阻，以满足前一点的要求，当输出电流达到40A时，导通损耗仍然是器件选择的主要考量因素，器件应该具有最低的RDS（on），即以较高的动态损耗作为代价，目的是获得最佳的开关损耗与导通损耗的和值。所以，一般选择用于同步整流器的MOSFET，针对高端器件将总体损耗减至最小。

上升和下降时间也取决于栅极驱动器阻抗、驱动波形的上升和下降时间以及最大的输出和灌电流（sink current）。为本项工作准备的Pspice测试显示，理想驱动器应能提供4－5A电流，上升和下降时间大约为3－5ns的驱动信号，然而，这种驱动器在目前的市场上还没有，因此，可以选择能提供2A电流，而上升和下降时间略大于5ns的驱动器。

开关频率有时取决于控制环带宽要求，最大纹波电压和电流、PCB基板面（real estate）以及允许的最大损耗。在本应用中，开关频率的选取是最重要的，必须三思而后行，本方案的开关频率因为下列原因而选为200KHz；

a）由于动态损耗直接与开关频率成正比，较低的频率，如200KHz是一个很好的折衷值。

b）由源极电感效应引起的损耗也会达到最小化，因此它也取决于开关频率。

c）在大功率级应用方面，DC－DC转换器产生的热量必须通过冷却系统从VRM，并最终从计算机外壳散放。这是热设计工程师处理新一代内核电源时不得不面对的事实，它意味着两个明确的要求。第一个是必须为VRM板提供400FPM左右的气流；第二个要求是必须在VRM中使用合适的散热器。

d）较之300K Hz，在200KHz的开关频率下，电感尺寸仍然很小，因此不需要任何额外的PCB空间。同时控制环带宽的减小是极少的。根据实际经验，带宽是开关频率的1/4－1/10之间。当BW＝1/6开关频率时，200KHz时BW＝200/6＝33.3KHz，而在300KHz时，BW＝300/6＝50KHz，相差16.3KHz。这不太可能引起负载瞬态问题，也不会额外增加输出滤波电容，同时也不会增加印制电路及电源接头Ohmic电阻损耗。采用铜皮、厚2Oz或更多层数的PCB可以控制这些损耗。当然，铜皮越厚层数越多，成本也越大，但每平方英寸必须要有40A，这是唯一可行的方法，否则铜皮损耗会相当大。本文的选择是8层2Oz厚的铜皮。这样就会有足够的层数来降低寄生电阻，在不同的电路节电中分配大负载电流，同时降低所有电路节电的寄生电感，如在高端MOSFET的漏极及同步整流器的开关节点和源极，允许快速转换的同时，能大幅度限制板上各处的信号振荡。

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