降低热插拔控制电路的电路电流

文章摘要：摘要：当热插拔控制电路的输出发生短路时，会触发内部断路器功能并断开电路。但在内部断路器做出反应之前，刚开始的短路电流可能达到数百安培。通常热插拔控制器断路器的延迟时间是200ns至400ns，再加上栅极下拉电流有限，栅极关闭时间可能需要10µs至50µs。在此期间，会产生较大的短路电流。 本应用笔记给出了一个简单的外部电路，它能将初始电流尖峰降至最小并在200至500ns内隔离短路故障。 典型热插拔电路我们来考察采用MAX4272构建的+12V、6A典型热插拔控制电路(图1)。根据MAX4272的规格指标，可知其包含触发门限分别为50mV和200mV的低速和快速比较器(

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摘要：当热插拔控制电路的输出发生短路时，会触发内部断路器功能并断开电路。但在内部断路器做出反应之前，刚开始的短路电流可能达到数百安培。通常热插拔控制器断路器的延迟时间是200ns至400ns，再加上栅极下拉电流有限，栅极关闭时间可能需要10µs至50µs。在此期间，会产生较大的短路电流。

本应用笔记给出了一个简单的外部电路，它能将初始电流尖峰降至最小并在200至500ns内隔离短路故障。

典型热插拔电路

我们来考察采用MAX4272构建的+12V、6A典型热插拔控制电路(图1)。根据MAX4272的规格指标，可知其包含触发门限分别为50mV和200mV的低速和快速比较器(整个温度范围内，容限分别为43.5mV至56mV和180mV至220mV)。触发电流大小通常为工作电流的1.5至2.0倍，选择RSENSE = 5mΩ。RSENSE允许有5%的容限，过载条件下低速比较器的触发电流范围是8.28至11.76A；发生短路时，快速比较器的触发电流范围是34A至46.2A。


图1. 典型的热插拔控制电路

低速比较器的最低触发门限比正常工作电流高38%，快速比较器的短路触发门限是工作电流的6至8倍。

快速比较器的延迟时间为350ns，这一时段的短路电流尖峰仅受限于电路阻抗。此后电流缓慢下降，直至完全隔离短路故障，3mA栅极下拉电流限制了MOSFET M1栅极电容(3nF至4nF)的放电速率。短路电流在15µs至40µs内缓慢减小，与此同时，栅极电压从19V被拉到接近地电位。

峰值短路电流

最初350ns内的峰值电流由以下因素决定：
(a) 电源ESR，(b) 短路状态，(c) RSENSE阻值，(d) M1的RDS(ON)，(e) M1的ID(ON)。

以上参数均采用最接近实际情况的取值，可以计算出短路时电路的总阻抗：
(电源ESR ≈ 4mΩ) + (短路环节 ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。

这时，短暂的峰值电流为：ISC ≈ 750A，并取决于电源的储能电容(带2200µF电容的低ESR背板以750A电流放电时，1µs内电压仅降低340mV)。这种情况下，实际的峰值ISC会由M1的ID(ON)限制到400A左右。

ID(ON)取决于VGS，因此有必要检查电路，以确定这一时段的栅-源电压。MAX4272包含一个内部电荷泵，可使正常工作时的栅极电压高出VIN约7V。因而MOS管导通时VGS = 7V。

短路的第二个影响是它实际上增加了VGS。短路在M1的漏-源之间引入了一个电压阶跃 -等于总输入电压的一部分。由于M1的RD(ON)约为预估的短路总阻抗的1/3，此时施加的VDS约为12V阶跃电压的1/3。由漏-栅电容cdg和栅-源电容cgs组成的分压器会将该阶跃电压的一部分转移到栅极。经过适当计算，可知引入的额外ΔVGS为300mV至500mV，但短路期间进行的测试表明该值可高达ΔVGS = +3V。

至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路会在几微秒至几十微秒内产生数百安培的电流。

设计者可能希望将ISC峰值限制在50A，持续时间小于1µs，但如果不增加更快速的比较器和栅极下拉电路的话，这一要求是不切实际的。然而，可以考虑对电路做一些简单的修改。

1. 在内部快速比较器最初的350ns响应时间内，电流会由ID(ON)限制在几百安以内，此时可以通过增加一个简单的外部电路来加快栅极放电，从而将短路持续时间限制≤ ½µs。
2. 或者用一个稍复杂的外部电路将Isc峰值限制在100A范围内，并且持续时间≤ 200ns。

快速栅极下拉电路限制大短路电流的持续时间

只需增加一个PNP型达林顿管Q1，即可极大地缩短大短路电流的持续时间，如图2所示。二极管D1允许栅极在导通状态下正常充电，而关断时控制器的3mA栅极放电电流改为直接驱动Q1的基极。然后Q1在约100ns时间内迅速完成栅极放电。这样，发生短路时的大电流持续时间大为缩短，仅略大于快速比较器350ns的延迟时间。

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