差分BiCMOS采样电路仿真设计

文章摘要：随着数字技术、微机和模数转换技术的研究与进展，作为模拟和数字信号接口电路的模数转换器(ADC)得到了广泛应用。由于ADc中的重要组成单元——采样／保持(S／H)电路的精度和速度直接决定ADC的性能，所以设计高性能S／H电路是改善ADC性能的重要一环。目前研究S／H电路的文献有不少，例如文献[1]设计了电荷翻转型S／H电路，但该文未考虑开关导通电阻对电路性能的影响，S／H电路具有较大的失真；文献[2]设计的S／H电路虽然考虑开关对电路的影响，但未曾考虑全差分运放电路共模输出电压对静态工作点的影响。为了解决传统S／H电路失真大和静态工作点不稳定的问题，采用0.25 μ

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随着数字技术、微机和模数转换技术的研究与进展，作为模拟和数字信号接口电路的模数转换器(ADC)得到了广泛应用。由于ADc中的重要组成单元——采样／保持(S／H)电路的精度和速度直接决定ADC的性能，所以设计高性能S／H电路是改善ADC性能的重要一环。目前研究S／H电路的文献有不少，例如文献[1]设计了电荷翻转型S／H电路，但该文未考虑开关导通电阻对电路性能的影响，S／H电路具有较大的失真；文献[2]设计的S／H电路虽然考虑开关对电路的影响，但未曾考虑全差分运放电路共模输出电压对静态工作点的影响。为了解决传统S／H电路失真大和静态工作点不稳定的问题，采用0.25 μm BiCMOS工艺，设计了一款高速率、高精度的10位全差分BiCMOS S／H电路。文中改进型自举开关电路和双通道开关电容共模反馈电路(CMFB)设计具有创新性。

1  整体设计思路

    图1为s／H电路的结构，Ucm为运放的共模输入电压，采样开关N1和N2设计为图2的自举开关，N3～N8采用NMOS开关，以上开关在相应的时钟信号为高电平时闭合。当φ1d为高电平、φ2为低电平时，输入电压uI通过电容CS进行采样；当φ1d低电平、φ2高电平时，电路进入保持阶段，uI经过采样电容CS和反馈通道连接至运放输出端，输出端负载由CL驱动，这样的采样电路结构使反馈系数接近于1。根据推导，在采样阶段，CMOS开关工作在线性区，采样开关管栅-源电压UGS与输入电压uI的关系为

UGS=UCP-UIsin(2πfIt)(1)

式中：UI为输入电压uI的幅值；fI为输入信号频率；UCP为采样时钟信号的幅值。在保持阶段φ2导通，CS的下极板直接与运放的输出端相连接，uI通过采样电容传输至输出端；当采样阶段过渡到保持阶段时，CMOS器件出现沟道电荷注入，同时在保持阶段由于电容耦合，会出现时钟反馈通道。因此利用下极板采样技术降低开关动作时对采样信号的影响，两个阶段CS上存储的正负电荷相互抵消，从而消除了运放工作时产生的误差。另外，选取合适的时间常数RC可以提高采样速率。

2  输入端栅-源自举开关的设计

    当uI=UIsin(2πfIt)时，图1中的CMOS开关N1和N2的导通电阻与输入信号呈非线性关系，因此对连续时间信号采样时，会产生信号失真和幅度波动，这限制了采样速率和S／H电路的开启时间；且CMOS开关的栅．源电压越大，导通电阻越小。若将N1和N2设计为栅-源自举开关，就能保证N1和N2的栅-源电压不超出VDD，则导通电阻接近于常数并使失真降到最低。于是设计的栅．源自举开关如图2所示，CP为高电平时，VN1和VN2导通，电容C3充电至VDD，VN8和VN6导通，VN7关闭。CP为低电平时，VN1，VN2和VN8断开，VP4，VH5和VN7导通，C3上电压就经过VP4，VN7和VN5加至VP5上，其栅-源电压UGS=VDD；当CP为高电平时，栅-源自举开关Nl和N2导通，CP为低电平时栅．源自举开关N1和N2关断。在CP相VN6导通，A点电压较高，开关VN1和VN2呈现阻性负载，因此存在着如图2中虚线所示的泄漏电流ID，严重制约运放增益的提高。采用VP6进行钳位，使得CP相VN6处于关闭状态，并使采样开关N1和N2自举电压提高10％，泄漏电流减小40％。由于存在着衬偏效应，所以N1和N2的导通电阻不能保持为定值，采用小尺寸的VP5不但可减小导通电阻，而且能改善线性度。图2中输出缓冲电容C4起到隔离作用。

3  全差分运放的设计

    对于图1采样／保持电路，在φld时刻对输入差分信号采样，φ2时刻将前一时刻存储于Cs上的电荷传到输出端，φ1为下极板采样开关N3和N4的控制时钟信号，它比时钟信号φ1d延时t1，使开关N3和N4先于开关N1和N2开通或关断。图3为图1电路所要求的时钟信号：设计的S／H电路是一个零阶采样电路，因为在采样阶段N7和N8都导通，输人和输出信号具有相同的直流分量；在采样和保持阶段电压变化不明显，但每一个采样阶段运放的输出电压都要置为0 V。因此，所设计全差分运放除了具有高速、高精度性能外，还要有输入、输出端短路的特性。

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