现代功率模块及器件应用技术

文章摘要： 因此，通态压降 VDS（on）=IDRDS（on） （1） 式中：ID为漏极电流； RDS（on）为通态电阻。 RDS（on）=kV（BR）DS （2） 式中：k为材料常数，当芯片面积为1cm2时，k=8.3×10－9A－1； V（BR）DS为漏源正向击穿电压。 图6 对于现在市场上的MOSFET来说，当它的截止电压大于200～400V时，其通态压降的理论极限值总是大于同等大小的双极型器件，而其电流承载能力则小于后者。 另一方面，仅仅由多子承担的电荷运输没有任何存储

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    因此，通态压降
    
    VDS（on）=IDRDS（on）    （1）
    
    式中：ID为漏极电流；
    
    RDS（on）为通态电阻。
    
    RDS（on）=kV（BR）DS    （2）
    
    式中：k为材料常数，当芯片面积为1cm2时，k=8.3×10－9A－1；
    
    V（BR）DS为漏源正向击穿电压。
    

图6

    对于现在市场上的MOSFET来说，当它的截止电压大于200～400V时，其通态压降的理论极限值总是大于同等大小的双极型器件，而其电流承载能力则小于后者。

    另一方面，仅仅由多子承担的电荷运输没有任何存储效应，因此，很容易实现极短的开关时间。当然，在芯片尺寸很大的器件中（高耐压/大电流），其内部电容充放电所需的驱动电流会相当大，因为，每cm2的芯片面积上的电容约0.3μF。
    
    这些由MOSFET的物理结构所决定的电容是其最重要的寄生参数。图3表示了它们的起源和等效电路图。表1解释了图3中各种寄生电容和电阻的起源和符号。
    

表1 MOSFET的寄生电容及电阻

1.2.2 IGBT

    图4清楚地显示了一个n沟道增强型垂直式IGBT的结构和功能。图中的IGBT具有非穿通式NPT（Non Punch Through）结构，栅极为平面式。

    和MOSFET有所不同，在IGBT的n区之下有一个p＋导通区，它通向集电极。

    流经n－漂移区的电子在进入p＋区时，会导致正电荷载流子（空穴）由p＋区注入n－区。这些被注入的空穴既从漂移区流向发射极端的p区，也经由MOS沟道及n井区横向流入发射极。因此，在n－漂移区内，构成主电流（集电极电流）的载流子出现了过盈现象。这一载流子的增强效应导致了空间电荷区的缩小以及集电极－发射极电压的降低。

    尽管同MOSFET的纯电阻导通特性相比，IGBT还需加上集电极端pn结的开启电压，但对于高截止电压的IGBT器件来说（从大约400V起），因为，高阻的n－区出现了少子增强效应，所以，器件的导通压降仍比MOSFET要低。这样，在相同的芯片面积上，IGBT可以设计的电流比MOSFET更大。

    另一方面，在关断期间和随后产生的集电极电压的上升过程中，还来不及被释放的大部分p存储电荷Qs必须在n－区内被再复合。Qs在负载电流较小时几乎呈线性增长，而在额定电流以及过电流区域则由以下指数关系所决定：

    存储电荷的增强与耗散引发了开关损耗、延迟时间（存储时间）、以及在关断时还会引发集电极拖尾电流。

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