双极发射极跟随器：具有双通道反馈的RISO

文章摘要：图52：具有双通道反馈的RISO：发射极跟随器FB#1环路增益分析：CMOS RRO。从图52中我们发现，只配置FB#1的电路环路增益分析显示，在环路增益为零的fcl处，相位裕度接近零。这样，就明确证实了电路的不稳定性。通过观察图51中Aol曲线上的FB#1 1/β标绘点，可推算出环路增益曲线上的极点和零点。 如果我们有任何疑问，或如果只采用FB#1构建参考缓冲电路，此时，我们可运用图53中的电路，进行实际的瞬态稳定性测试。 图54中的瞬态稳定性测试结果同时与Aol曲线上的1/β值和环路增益曲线一致，因此，证明了只采用FB#1构建参考缓冲电路，将导致电路运行的不稳定性。 图53：FB#1瞬态稳

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图52：具有双通道反馈的RISO：发射极跟随器FB#1环路增益分析：CMOS RRO。

从图52中我们发现，只配置FB#1的电路环路增益分析显示，在环路增益为零的fcl处，相位裕度接近零。这样，就明确证实了电路的不稳定性。通过观察图51中Aol曲线上的FB#1 1/β标绘点，可推算出环路增益曲线上的极点和零点。

如果我们有任何疑问，或如果只采用FB#1构建参考缓冲电路，此时，我们可运用图53中的电路，进行实际的瞬态稳定性测试。

图54中的瞬态稳定性测试结果同时与Aol曲线上的1/β值和环路增益曲线一致，因此，证明了只采用FB#1构建参考缓冲电路，将导致电路运行的不稳定性。

图53：FB#1瞬态稳定性测试电路：CMOS RRO。

图54：FB#1瞬态稳定性测试：CMOS RRO。

现在，我们必须弄清楚如何合成一种解决方案，以保证设置电容性负载参考缓冲电路的稳定性。此时，我们进一步了解如图55所示的Aol曲线和FB#1 1/β曲线。如果我们添加图55所示的FB#2 1/β曲线，我们就会看到一条最终的1/β曲线，这样，根据fcl处的接近速率在历史上的稳定性经验，可以推断电路的运行也将是稳定的。

另外，我们将促使fpc低于1/β曲线中的fzx一个decade，以确保当频率低于fcl时，相位裕度优于45度。上述工作通过调整1/βFB#2的高频部分，使其比FB#1低频1/β高出+10dB。接着，设置fza，使其至少低于fpc一个decade，以确保当实际应用中进行参数变化时，能够避免BIG NOT。通过观察，我们发现，最终的1/β曲线是在FB#1 1/曲线和FB#2 1/β曲线中选择最小数值的1/β通道而形成的。

务必请记住，在双反馈通道中，从运算放大器输出端至负极输入端的最大电压反馈将主导着整个反馈电路。最大的反馈电压意味着β值最大或者是1/β值最小。

最后，在FB#2取得支配地位之前，预计Vout/Vin的传输函数将随着FB#1的变化而变化。此时，Vout/Vin将会衰减至-20dB/decade，直至FB#2与Aol曲线相交，然后，将随着Aol曲线下降。

图55：FB#2图解分析：CMOS RRO。

如图56所示，里面有一些主要的假设。我们将这些假设运用于几乎所有的具有双通道反馈的RISO电路中。首先，我们假设CL>10*CF，这也就是说，在高频率时，CL早在CF短路之前就短路。因此，我们将短路CL以排除FB#1，从而便于单独分析FB#2。另外，我们假设RF>10*Riso，这意味着作为Riso的负载，该RF几乎完全失效。从图56和图57中具体的公式推导，我们可以看出，当zero,fza=19.41Hz(由RF和CF产生)时，FB#2在原点拥有一个极点。由于在高频时，CF和CL同时处于短路状态，所以FB#2高频1/β部分即为Ro+Riso与Riso之间的比值。FB#2 1/β的公式推导请参阅下一张图(图57)，有关计算结果请参阅下图。FB#2高频1/β设置为10.92dB或20.76dB、原点拥有一个极点以及当频率为10.6Hz时的零点。

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