双极发射极跟随器：具有双通道反馈的RISO

文章摘要：图27中最终电路瞬态稳定性的测试结果符合我们其他所有的推算结果，从而研制出一款性能优良、运行稳定的电路。而且，我们可以信心十足的将这种电路投入量产，因为它不会发生故障或在实际运行中出现异常。 图27：最终瞬态稳定性测试：发射极跟随器。图28：最终Vout/Vin传输函数电路：发射极跟随器。通过图28中的Tina SPICE电路，可验证我们对Vout/Vin的推算是否正确。 从图29中，我们可以看出，Vout/Vin的测试结果与我们推算的一阶分析结果一致，具体表现为：当频率为625.53Hz时，单极点开始下降。而且，当频率约为200kHz(此时，FB#2与OPA177 Aol曲线相交)时，出现第

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图27中最终电路瞬态稳定性的测试结果符合我们其他所有的推算结果，从而研制出一款性能优良、运行稳定的电路。而且，我们可以信心十足的将这种电路投入量产，因为它不会发生故障或在实际运行中出现异常。

图27：最终瞬态稳定性测试：发射极跟随器。

图28：最终Vout/Vin传输函数电路：发射极跟随器。

通过图28中的Tina SPICE电路，可验证我们对Vout/Vin的推算是否正确。

从图29中，我们可以看出，Vout/Vin的测试结果与我们推算的一阶分析结果一致，具体表现为：当频率为625.53Hz时，单极点开始下降。而且，当频率约为200kHz(此时，FB#2与OPA177 Aol曲线相交)时，出现第二个极点。

图29：最终Vout/Vin传输函数：发射极跟随器。

图30总结了一种易于使用的渐进式程序。这种程序轻松地将具有双通道反馈的RISO电容性负载稳定性技术应用于双极发射极跟随器输出运算放大器上。

1. 测量运算放大器的Aol。
2. 测量运算放大器的Zo，并在图上绘制出其曲线。
3. 确定RO。
4. 创建Zo的外部模型。
5. 计算FB#1低频1/b：对单位增益电压缓冲器而言，该值为1。
6. 将FB#2高频1/b设置为比FB#1低频1/b高+10dB(为获得最佳的Vout/Vin瞬态响应并实现环路增益带宽相移量最少)。
7. 从FB#2高频1/b中选择Riso以及RO。
8. 从CL、Riso、RO中，计算FB#1 1/bfzx。
9. 设置FB#2 1/b fza=1/10fzx。
10. 选择具有实际值的RF和CF，以产生fza。
11. 采用Aol、1/b、环路增益、Vout/Vin以及瞬态分析的最终值，运行仿真以验证设计的可行性。
12. 核实环路增益相移的下降不得超过135度(>45度相位裕度)。
13. 针对低噪声应用而言：检查Vout/Vin扁平响应，以避免增益骤增→Vout/Vin中的噪声陡升。

图30：具有双通道反馈的RISO补偿程序：发射极跟随器。

图31：双通道反馈和BIG NOT。

当运算放大器采用双通道反馈回路时，有一种异常重要的情况需要避免，那就是“BIG NOT”。如图31所示，存在能够产生反馈回路的运算放大器电路(反馈回路导致了BIG NOT)，这可从包括有效1/β斜坡(从+20db/decade骤变为-20dB/decade)的最终1/β曲线中看出。这种快速变化意味着在1/β曲线中存在复共扼极点，因此，也意味着在环路增益曲线中存在复共扼零点。当处于复合零点/复合极点的频率时，复合零点和极点产生了±90度的相移。同时，在复合零点/复合极点附近的相位斜坡在频率发生位置的窄频带，可在±90度至±180度之间变化。出现复合零点/复合极点将在闭环运算放大器响应中导致增益的骤增。这种现象会造成负面的影响，尤其是对于功率运算放大器电路而言，更是如此。

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