双极发射极跟随器：具有双通道反馈的RISO

文章摘要：如果我们有任何疑问，或如果只采用FB#1构建参考缓冲电路，此时，我们可运用如图15中的电路，进行实际的瞬态稳定性测试。 图16中的瞬态稳定性测试结果同时与Aol曲线上的1/β值和环路增益曲线一致，因此，证明了只采用FB#1构建参考缓冲电路，将导致电路运行的不稳定性。 图16：FB#1瞬态稳定性测试：发射极跟随器。现在，我们必须弄清楚如何生成一款解决方案，以保证电容性负载参考缓冲电路的稳定性。此时，我们进一步了解了如图17所示的Aol曲线和FB#1 1/β曲线。如果我们添加如图17所示的FB#2 1/β曲线，我们则会看到一条最终的1/β曲线，这样，根据fcl处的接近速率以往的稳定性经验，我们可以

双极发射极跟随器：具有双通道反馈的RISO,标签：模拟电子技术基础,模拟电子电路,http://www.88dzw.com

如果我们有任何疑问，或如果只采用FB#1构建参考缓冲电路，此时，我们可运用如图15中的电路，进行实际的瞬态稳定性测试。

图16中的瞬态稳定性测试结果同时与Aol曲线上的1/β值和环路增益曲线一致，因此，证明了只采用FB#1构建参考缓冲电路，将导致电路运行的不稳定性。

图16：FB#1瞬态稳定性测试：发射极跟随器。

现在，我们必须弄清楚如何生成一款解决方案，以保证电容性负载参考缓冲电路的稳定性。此时，我们进一步了解了如图17所示的Aol曲线和FB#1 1/β曲线。如果我们添加如图17所示的FB#2 1/β曲线，我们则会看到一条最终的1/β曲线，这样，根据fcl处的接近速率以往的稳定性经验，我们可以推断电路的运行也将是稳定的。

另外，我们将促使fpc低于1/β曲线中的fzx一个decade，以确保当频率低于fcl时，相位裕度优于45度。上述工作通过调整1/βFB#2的高频部分，使其比FB#1低频1/β高出+10dB。然后，设置fza，使其至少低于fpc一个decade，以确保当实际应用中进行参数变化时，能够避免BIG NOT。通过观察，我们发现，最终的1/β曲线是在FB#1 1/β曲线和FB#2 1/β曲线中选择最小数值的1/β通道而形成的。

务必请记住，在双反馈通道中，从运算放大器输出端至负极输入端的最大电压反馈将主导着整个反馈电路。最大的反馈电压意味着β值最大或者是1/β值最小。图18向我们展示了这种关键的推算技巧。

最后，在FB#2取得支配地位之前，预计Vout/Vin的传输函数将随着FB#1的变化而变化。此时，Vout/Vin将会衰减至-20dB/decade，直至FB#2与Aol曲线相交，然后，将随着Aol曲线下降。

图17：FB#2图解分析：发射极跟随器。

图18：双通道反馈、叠加以及1/β：发射极跟随器。

图18告诉我们，当整个运算放大器电路采用双通道反馈电路时，最大的β值电路将居支配地位。一个很明显的例子就是，如果有两个人对着您的同一只耳朵讲话，您会更易于听到哪个人的讲话？当然是嗓门最大的那个人！同样的道理，运算放大器也将会“听到”β值最大或1/β值最小的反馈电路。运算放大器察觉到最终的1/β曲线将是在各种FB#1 1/β或FB#2 1/β频率时，频率较低的那一条曲线。  

如图19所示，里面会有一些主要的假设。我们将这些假设运用于几乎所有的具有双通道反馈的RISO电路中。首先，我们假设CL>10*CF，这也就是说，在高频率时，CL早在CF短路前短路。因此，我们将短路CL以排除FB#1，从而便于单独分析FB#2。另外，我们假设RF>10*Riso，这意味着作为Riso的负载，该RF几乎完全失效。从图19和图20中具体的公式推导，我们可以看出，当zero,fza=19.41Hz(由RF和CF产生)时，FB#2在原点拥有一个极点。由于在高频时，CF和CL同时处于短路状态，所以FB#2高频1/β部分即为Ro+Riso与Riso之间的比值。FB#2 1/β的公式推导请参阅下一张图(图20)，有关计算结果请参阅下图。FB#2高频1/β设置为3.25dB或10.24dB、原点拥有一个极点以及当频率为19.41Hz时的零点。

图19：FB#2分析：发射极跟随器。

上一页  [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12]  下一页